3.7v升壓電路幾天電池耗光最大_3.7v 升壓12v簡易電路圖
電池電流升壓後耗電會加快多少？
一節鋰電池3.7v升壓電路幾天電池耗光最大，3.7V升壓到kV到10kV級別3.7v升壓電路幾天電池耗光最大，對蚊子一擊致命！然後電魚電兔子(違法行為3.7v升壓電路幾天電池耗光最大，請勿效仿)3.7v升壓電路幾天電池耗光最大了解下，一塊蓄電池，還是升壓到kv到10kV級別，甚至更好高，對這些小動物雖不致死，但也會被電暈汪慎！
升壓前後功率是不變的，所以升壓後電流會特別小，舉個例子，12V100A的蓄電池，假設最大可以1C放譽陵友電，也就是最大電流100A，升壓到10kV左右的時候，最大電流只有120mA，考慮到升壓效慶槐率一般不高，所以最大電流都達不到100mA
電池升壓會降低使用時間嗎？比如手機電池3.7升壓到8V會增加耗能嗎？會增加多少？相反降壓會減低耗能嗎
升壓搏敏鬥後的電源每輸出1mA電流，原電池就要輸出比升壓倍數更大的電流（在你這裏就是2.16mA以上，實際上由於轉換裝置的效率不可能是100%，即是按90%的效率計算，至少電池也要輸出2.4mA以上）。
在降壓情況下要看降壓轉換器件是線性穩壓器還是開關穩壓器，如果是線性穩壓器，那麼輸入電流不會小於輸拿缺出電流，如果是開關穩壓器，有可能輸入電流小於輸出電流，但這也要看轉換器的基磨效率、輸入輸出電壓、輸出電流等多種因素。
一節3.7鋰電池升壓12v給電燈供電能用多久
如果是常溫下，12V7AH的電量寬大為12*7=84VAH也就是84WH，84WH除以5W=16.8小時，也就是17個小時左右。但如果是0度，放電量會少很多。好一點的電池大概能放85%以上，差的電池大概50%。換成時間就是8.5~14個小時。具體要看電池低溫性能如何。
3.7v1000毫安鋰電池經由電路升壓5v，供給5v 0.1A電機能連續供電多長時間？
3.7V1000MA3.7v升壓電路幾天電池耗光最大的總功率是3700mAV3.7v升壓電路幾天電池耗光最大，轉換成5V之後3.7v升壓電路幾天電池耗光最大的，功率損耗成3700mAV*86%=3182mAV，5V供電隱前3.7v升壓電路幾天電池耗光最大的毫安枯凳時為3182/5=636.4mA，給100mA供電沒攜旅3.7v升壓電路幾天電池耗光最大的時間是636/100=6.36小時。
兩節3.7V鋰電池升壓到5V給電機供電能供多長時間！求公式！
時間（小時）=電瓶電壓畝虧（V）*電瓶容好耐銀量（AH）*80%*70%/用電功率（W），電瓶用電時間計算公式中，80%表示電瓶友宴只能用掉80%電量，用光電後，電瓶壽命縮短80%，升壓的效率大約為70%。
根據客戶要求的不同，我司有針對3.7v升壓電路幾天電池耗光最大產品多種技術處理方案，技術資料也有所不同，所以不能直接呈現，有需求的客戶請與聯系我們洽淡13715099949/聯系13715099949/13247610001，謝謝！
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同步整流
降低整流損耗的技術
同步整流是采用通態電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術。它能大大提高DC/DC變換器的效率並且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區電壓。中文名同步整流外文名synchronous rectification類 別電子電力技術優 點大大提高DC/DC變換器的效率
目錄
定義
同步整流的基本電路結構
功率MOSFET屬於電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系。用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。
DK5V45R25和DK100R20是鋰電池升壓輸出5V1A,2A的同步整流升壓經典IC，FP6717，FP6716也是鋰電池升壓輸出5V3A，5V2A中的佼佼者。
為什麽要應用同步整流技術
電子技術的發展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工作有利於降低電路的整體功率消耗，但也給電源設計提出了新的難題。
開關電源的損耗主要由3部分組成：功率開關管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出。快恢覆二極管（FRD）或超快恢覆二極管（SRD）可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6V的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。
舉例說明，筆記本電腦普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電流可達20A。此時超快恢覆二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50%。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達到（18%～40%）PO，占電源總損耗的60%以上。因此，傳統的二極管整流電路已無法滿足實現低電壓、大電流開關電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/DC變換器提高效率的瓶頸。
同步整流比之於傳統的肖特基整流技術可以這樣理解：
這兩種整流管都可以看成一扇電流通過的門，電流只有通過了這扇門才能供負載使用。
傳統的整流技術類似於一扇必須要通過有人大力推才能推開的門，故電流通過這扇門時每次都要巨大努力，出了一身汗，損耗自然也就不少了。
而同步整流技術有點類似我們通過的較高檔場所的感應門了：它看起來是關著的，但你走到它跟前需要通過的時候，它就自己開了，根本不用你自己費大力去推，所以自然就沒有什麽損耗了。
通過上面這個類比，我們可以知道，同步整流技術就是大大減少了開關電源輸出端的整流損耗，從而提高轉換效率，降低電源本身發熱。
能量再生
在開關管V導通時，變壓器接收的電能除了磁化電流外都將傳送到輸出端。而管V關躍的反激作用期間，導向二極管D2用反偏置故不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。磁化能量將會產生較大的反壓加在開關管的集一射極之間。為了防止高反壓的產生，設置了“能量再生繞組”P2，由繞組△經過二極管D，，使存儲的能量反饋回直流電源Ui中。只要滿足Wp1=Wp2的關系，D1流過電流時Up2=Ui，則開關管V上承受的集一射極電壓為2Ui。
為了避免在P1和P2繞組之間存在的漏電感過大，和因此而在開關管集電極上產生過高的電壓，一般采用初級繞組P1與能量再生繞組P2雙線並繞的方法。在這種配置中，二極管D1接在能量再生繞組如圖1所示的位置是非常重要的。原因是雙線並繞引起的內部雜散電容Cc是在開關管V的集電極與繞組P2和D1連接點之間的寄生電容。按照圖1中的接法是有優點的，如在開關管V導通時，由於二極管D，反向而隔開了集電極，沒有任何的電流在V瞬時導通時流進電容Cc中（註意，繞組P1和P2的非同銘端同時變負，而且Cc的兩端電壓不會改變）。但是在反激期間，Cc提供開關管V的鉗位作用，任何過電壓的趨勢都會引起Cc流過電流，而且經過D，反饋到電源線上。如果寄生電容不夠大，只靠P1、P2繞組磁耦合，鉗位電壓超值時，常常可以在%位置加外接電容補充以改善它的鉗位作用。然而，如果電容值過大時，會使得輸出電壓線上有輸人電壓嘰紋波頻率調制的電壓分量，所以要小心地選用附加電容Cc的值。
在開關管V導通時，輸入電壓Ui加在（Lp+LLT）上，由於D2反偏置阻止C2的充電，所以Uc2≈0。當開關管V關斷時，由於反激作用，V的集電極電壓Uc快速上升，但由於碭此時受正偏壓而導通，使V電流被C2、R1分流，Uc電壓逐漸上升，即U（電壓也是逐漸上升，而且鉗位在2Ui數值上。從而把Uc上升的尖峰電壓的頂部消去，如虛線所示的脈沖尖峰）。
在一個周期剩下的時間裏，隨著R1放電電流的減小，C2上的電壓降會返回到原來值。多余的反激電能，被消耗在R1上。此鉗位電壓是自跟蹤的，在穩態工作時，因為C2上的電壓會自動地調整，直到所有多余的反激電能消耗在R1上。如果在所有其他情況下，都要維持某一恒定鉗位電壓時，則可以通過減小R1值或漏電感Lyp的值，來抑制鉗位電壓的升高趨勢。
不能把鉗位電壓設計得太低，因為反激過沖電壓也有有用的一面。在反激作用時，它提供了一個附加強制電壓值來驅動電能進入到次級電感。使變壓器次級的反激電流迅速增加。提高了變壓器的傳輸效率，同時也減小了電阻R上的損耗。這對於低壓大電流輸出是很有意義的。
工作原理
從同步整流原理圖2中可以看出，整流管VT3和續流管VT2的驅動電壓從變壓器的副邊繞組取出，加在MOS管的柵G和漏D之間，如果在獨立的電路中MOS管這樣應用不能完全開通，損耗很大，但用在同步整流時是可行的簡化方案。由於這兩個管子開關狀態互鎖，一個管子開，另一個管子關，所以我們只簡要分析電感電流連續時的開通情況，我們知道MOS管具有體內寄生的反並聯二極管，這樣電感電流連續應用時，MOS管在真正開通之前並聯的二極管已經開通，把源S和漏D相對柵的電平保持一致，加在GD之間的電壓等同於加在GS之間的電壓，這樣變壓器副邊繞組同名端為正時，整流管VT3的柵漏電壓為正，整流管零壓開通，當變壓器副邊繞組為負時，續流管VT2開通，濾波電感續流。柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。
https://baike.baidu.com/item/同步整流/1388060
單電池升壓轉換器有效延長電池續航力
電源供應器最重要的設計需著重於成本、效能、輸出漣波以及雜訊考量。小體積與電池續航力強度更是消費者對可攜式裝置的基本要求。想要達到更長的電池續航力，整個系統必須達到最高的省電效能。高效能可降低耗電量，讓終端產品能採用更小的體積且更具彈性的造型設計。
高效升壓DC-DC轉換器是可攜式設計的關鍵元件。包括無線滑鼠在內的許多應用，都需要AA或AAA的電池供電，為電源供應器設計者提出許多挑戰。高效升壓的DC-DC轉換器，必須從850mV與1.5V的電源，產生3.3Ｖ的輸出電流。奧地利微電子AS1322單電池能滿足這方面的要求，它整合定頻、內部補償的同步轉換器，採用薄型3mm × 3mm × 1mm的6針腳SOT封裝。使用超薄型的電感器（inductor）和陶瓷電容器（ceramic capacitor），1.2MHz固定開關頻率可大幅減少的面積。
AS1322採用薄型SOT封裝，只要搭配幾個元件，佔用7mm × 9mm的電路板空間，即能組成一個高效能3.3Ｖ/150mA的單電池轉換器。當電壓範圍在25mA至80m之間，輸出電流時（1.5Ｖ），單電池可達到90％以上的轉換效率。雖然外部的低電流蕭特基二極體（Schottky Diode）不是必要配備，但在更高的輸出電流時，將達到最高效能。
如(圖一)所示，AS1322整合速率介於0.35Ω（N）到0.45Ω（P）的低閘電荷內部開關，並促使轉換器達到高效能。在所有運作溫度範圍內，電流開關限制一般為850mA，使用電力飽滿的單顆鹼性AA電池輸出功率可達0.66W，兩顆可達2.5W。電流控制模式帶來優異的輸入與輸出負載功能。斜率補償（當工作週率超過50％時，需要防止半調波的不穩定）與電路系統鑲嵌在一起，不論輸入電壓量多高，都能維持穩定的電流門檻。
《圖一 AS1322內部模塊圖》內部回饋迴路補償機制，能取代外部元件需求，有效降低整體成本，並簡化設計流程。省電運作（AS1322A）模式能在低負載（額定負載電流ILOAD<3mA）模式下提升轉換效能，當需要啟用電源轉換器時，可讓輸出電壓調節維持在1％之內。此外，當輸出電壓維持在調節範圍時，轉換器就會切換至睡眠狀態，可大幅降低閘極充電的損耗以及靜態電流。而AS1322B不具備省電模式，在整個運作範圍內維持固定的脈衝寬度調變（PWM）。
此模式能提高靜態電流，在相同頻率的關鍵應用中，固定頻率的脈衝寬度調變（PWM）是相當重要的因素。否則AS1322A與B就相同無異。關機時電流維持小於1μA，這個接腳的磁滯現象支援單一升壓電阻持續電壓輸入（VIN）的運作。關機時應註意，VOUT維持低於VIN的600mV不穩電壓。若處於關機模式時，記憶體或即時時脈仍須持續運作，這項功能就能發揮相當大作用。
藉由改變分壓器的電阻值，即可輕鬆改變輸出電壓。可參考(公式一)，其中R1與R2如圖一所示。
Vout = 1.23V(1 + (R1/R2) —–(1)
當AS1322在輸入電壓低於1V的環境下運作，能提供電壓範圍介於2.5V至5V間的可調節輸出電壓。啟動後，AS1322會持續在輸入電壓0.65V的環境下運作，唯一限制是輸入電流是否能提供充足的電力。此功能取代大型的輸入旁通電容器，協助業者進一步節省電路板空間與成本。且在0.65V輸入電壓下運作的能力，能讓產品從將耗盡的電池中延長續航力。無線滑鼠單電池的續航力介於AS1322與其他相似元件之間，顯示AS1322在相同的測試條件下，能提供多出6小時的運作時間。AS1322增加40%的運作續航力，讓執行最終結果獲得顯著的優勢。兩者的比較如(圖二)所示
《圖二 單電池續航力的延伸》當升壓轉換器處於不連續的模式時(在進行啟動電源步驟前，電感電流低於零)，電磁幹擾(EMI)議題是相當困擾的問題。為降低潛在幹擾，於內部配置一個100Ω的阻尼電路，連結在電感旁，當電感電流為零及元件關閉時，即能發揮降低幹擾的效果。
電磁幹擾（EMI）與整體效能品質，會受到印刷電路板配置的影響。AS1322的高速運作性能需要考量電路板的設計，不精確的技術很難達到所要求的效能目標。(圖三)顯示在N電路與P電路內部切換（如圖一所示），運作循環中涉及到大量同時執行的電路。SW-pin、VIN-pin、CIN、COUT以及接地等電路，應縮短並加寬通道，以達到最低的阻抗損失與最低的遊離電感。
《圖三 一完整循環的電感電流通道 》如(圖四)為顯示一建議的元件配置圖。大範圍的接腳銅質區域，能降低晶片溫度。最理想的作法是採用獨立接地面的多層機板，但並非絕對必要的元件。
AS1322A 與B 採用薄型 SOT 封裝，是極小巧的高效升壓DC-DC轉換器。保證支援單電池運作模式。外部元件數量已減至最少，而且效能與易用性絲毫不減。
《圖四 單層元件配置 》—作者為奧地利微電子應用工程師—
AS1322 Technical Article
Rev. 5-07 austriamicrosystems confidential page 6
【作者： Steven Chen】 2007年06月18日 星期一 瀏覽人次：【6234】
https://www.ctimes.com.tw/DispArt-tw.asp?O=HJR6I8ETKGQAR-STDH&L=CT&U=CTAN
